D类 放大器 开关 拓扑的一个可能存在的缺点，就是其容易发出电磁辐射，可能会干扰周边其它电子设备。可以通过外部无源滤波方法将这种干扰缓减到某种程度，但这会增加最终产品的成本、占位面积以及复杂性。本文将探讨某些用于减轻E MI 问题的内部 电路 设计方法。
第一 边缘速率控制
为了放大 音频 信号，D类放大器的输出（或各种输出，以不同的配置） 在两个电源轨（通常为正极和接地）之间交替切换，其频率是所需放大的最高音频频率的10倍或更高（可能为300kHz或更高）。
开关信号是经过调制的，从而通过简单的、有时是扬声器本身包含的低通 滤波器 来恢复音频信号。此开关转换一般速度非常快——也许是2ns或更短——因而包含显着的高频能量。这会导致互连导线缆产生EMI辐射，尤其是在信号路径中无低通滤波器，且放大器和扬声器之间的导线长度非常明显的情形下（也许超过1cm）。
用于缓减EMI辐射的一个方法是减低放大器输出的转换速率（slew ra te ）。图1所示为时域中的一个例子，其上方迹线有2ns的上升和下降时间，而下方迹线有20ns的上升和下降时间。
转换速率的减小（这里的因数为10） 对于D类放大器产生的辐射能量有着显着的影响。图2显示了两种波形的频谱，此时D类输出正处于静默（无音频，占空比=50%），开关频率为333kHz。可以看到贯穿于30MHz~1GHz之间的大部分频谱，其高频（HF）内容减少约20dB。在包含有FM广播接收电子设备（88MHz ~ 108MHz）手机或无线互联网电路（700MHz ~ 2.7GHz）的系统中，这可大幅减少EMI，从而降低了可能影响系统性能的风险。
图2清楚地显示了边缘速率控制（edge rate control，ERC）技术减少EMI的优势，不过代价是增加了损耗。
首先是D类放大器提供的效率优势，主要来自于输出器件始终完全开启或完全关闭，因此输出器件中的瞬时耗散功率P= VI，在所有时间里基本上保持为零 （不同于AB类放大器，其功率器件的VI乘积从不为零）。
在每次开关转换时引入（或增加）时间跨度，其间V ≠ 0，同时负载 电流 I ≠ 0，导致片上功耗适度增加，因而带来效率的降低。其次，一个非ERC输出级在本质上仅是一个大型 逆变器 （可能包括直通或 短路 冲击电流的缓减），而一个ERC输出级包含附加电路，能够调节上拉和下拉器件的触 发电 压，以便在输出端上产生期望的、受控制的转换速率。取决于所使用的方法，这增加了芯片面积（成本）和电流消耗（降低效率）。
总的来说，由于增添ERC而产生的效率代价可能为1% ~ 2%。
第二 扩频 时钟
上述讨论的边缘速率控制（ERC）是一个有效的方法，可减弱在30MHz以上频率范围产生的EMI （也受限于FCC法规的限制），而D类放大器开关输出的基本载波频率和其落在30MHz以下范围的相关奇次谐波（方波），则不太好采用这项技术来处理。图3所示为此频带出现的由传统的、未修改的D类放大器输出产生的能量。
为了减小D类输出频谱中的基音和泛音尖峰高度，可以在放大器的时钟电路中加入少量频率调制——也许调制指数在±5%左右，不会影响所放大音频信号的质量。针对调制信号源的特性有许多选择，一个常规作法是使用带有重复频率（全模式重复频率）的伪随机模式，其超出最高预期音频信号频率（通常为20kHz）一个适当的余量，这可防止产生可能落入音频频带的音调。
图4显示了和图3所示相同的D类输出，但其带有±5%调制，在40kHz模式重复频率下由伪随机序列来实现。
图5显示了图3和图4颜色叠加后的图片，更清楚地显示了由扩频时脉带来的差异。能够看见在整个频谱范围内，基准时钟频率的奇次谐波被抑制了将近10dB。
第三 单边调制
可以采用一种附加方法来减少EMI，通过修改调制方案，当音频基带信号振幅变得足够大时，允许单边差分或桥式D类输出对停止切换（图6）。这本质上允许反向输出，一直持续到开关，以便进行全面调制，将输出信号保持在剩余间隔直至其最高峰值。
此方案，在很大比例时间内（取决于音频源材料），仅有一个输出在开关，因而EMI（在那个时间内）减少了一半。这增加了优势，减少了由于功率器件门和其它寄生 电容 充放电带来的固定开关损耗。它还缩短了输出在ERC转换方面的时间，如上所述，该转换有少量的效率代价。此技术的缺点是放大器的整体前向增益会有些许降低，同样地，总体谐波失真（total h arm onic distor ti on，THD）和噪声也有少量增加。带有和未带有单边调制的D类输出频谱如图7。
第四 结论
D类放大器通常用于便携设备，因其功率效率超过传统AB类放大器。D类技术的主要缺点是其固有的EMI，会对周边电子设备产生不利影响。现在已经出现了一些有效的IC设计技术，能够极大地缓解EMI问题，而无需负担额外的外部元件。
责任编辑；zl
